基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器及其制作方法与流程

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器及其制作方法。

背景技术：

由于现今无线通信技术的快速发展，需要通信系统能够工作在多个频段以满足小型化、集成化以及缩减成本等目的，所以可调/可重构系统是现今无线通信的研究热点，而可调滤波器作为通信系统中不可缺少的一部分得到了广泛关注。评价可调滤波器性能的主要指标有两个：(1)中心频率的可调范围；(2)在频率可调范围内对带宽进行控制。最近，对于可调滤波器的研究主要集中在对于带宽进行控制，相应的有许多恒定绝对或相对带宽的设计被提出，而对于可调滤波器的频率可调范围的拓宽并没有相应的理论指导。所以，研究一种能够指导拓宽频率可调范围的方法是现在可调滤波器研究的重要方向。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器及其制作方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器，包括两个互为镜像的变容二极管加载的阶跃阻抗谐振器，该两个阶跃阻抗谐振器之间具有一耦合缝隙，每个所述阶跃阻抗谐振器包括四分之波长传输线，该四分之波长传输线由相互电连接的高阻抗传输线和低阻抗传输线构成，高阻抗传输线端部连接一可变电容，该可变电容包括所述变容二极管和集总参数电容，所述低阻抗传输线端部短路，其中，所述高阻抗传输线占整个四分之波长传输线的物理长度的0.6，所述高阻抗传输线的阻抗大于其所对应的常规预设阻抗，低阻抗传输线的阻抗小于其所对应的常规预设阻抗。

其中，高阻抗传输线、低阻抗传输线均由非耦合部和耦合部构成，一个阶跃阻抗谐振器的高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部与另一个阶跃阻抗谐振器的高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部之间形成所述耦合缝隙，输入馈线/输出馈线从所述高阻抗传输线的非耦合部的预定点馈入信号至所述阶跃阻抗谐振器。

优选的，所述预定点与输入馈线/输出馈线之间还连接有一可变电容。

本发明还要求保护一种宽带可调带通滤波器的制作方法，方法包括：

s100、提供两个阶跃阻抗谐振器，其中，每个所述阶跃阻抗谐振器包括四分之波长传输线，该四分之波长传输线由相互电连接的高阻抗传输线和低阻抗传输线构成，其中，所述高阻抗传输线占整个四分之波长传输线的物理长度的0.6，所述高阻抗传输线的阻抗大于其所对应的常规预设阻抗，低阻抗传输线的阻抗小于其所对应的常规预设阻抗；

s200、将两个阶跃阻抗谐振器互为镜像的设置，并使两个阶跃阻抗谐振器之间具有一耦合缝隙；

s300、将高阻抗传输线端部连接一可变电容，该可变电容包括所述变容二极管和集总参数电容，所述低阻抗传输线端部短路。

其中，高阻抗传输线端部连接的可变电容的偏置电压为第一直流电压；所述方法还包括：通过改变第一直流电压实现频率可调。

其中，高阻抗传输线、低阻抗传输线均由非耦合部和耦合部构成，一个阶跃阻抗谐振器的高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部与另一个阶跃阻抗谐振器的高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部之间形成所述耦合缝隙，输入馈线/输出馈线从所述高阻抗传输线的非耦合部的预定点馈入信号至所述阶跃阻抗谐振器；所述方法还包括：通过设定耦合缝隙的宽度以及高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部的长度，使阶跃阻抗谐振器之间的耦合系数保持恒定。

优选的，所述预定点与输入馈线/输出馈线之间还连接有一偏置电压为第二直流电压的可变电容；所述方法还包括：通过设定预定点距离所述耦合缝隙的距离以及第二直流电压的大小，使阶跃阻抗谐振器的外部品质因数保持恒定。

实施本发明的基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器及其制作方法，具有以下有益效果：本发明可达到基于可变电容加载的阶跃阻抗谐振器的拓宽频率可调范围的效果，通过增加高阻抗传输线的阻抗，减小低阻抗传输线的阻抗，以及将高阻抗传输线的占比设为0.6，能够使得该谐振器的谐振频率的可调范围达到一个最大值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图：

图1是宽带可调带通滤波器的结构示意图；

图2是可变电容cv1加载于谐振器的原理图；

图3是固定z1为100ω，改变z2以及u得到的rf曲线图；

图4是是固定z2为50ω，改变z1以及u得到的rf曲线图；

图5是当z1为100ω、z2为50ω固定不变时，改变u和总长度l得到的rf曲线图；

图6是当z1为100ω、z2为50ω固定不变时，改变u和cv1得到的rf曲线图；

图7是当g1＝0.5mm时，不同l3和l4情况下k12的变化示意图；

图8是在不同的频率以及l5提取出的qe示意图；

图9是在不同的频率以及cv2提取出的qe示意图；

图10是一个具体实施例中滤波器的仿真与测试结果对比图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的典型实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

需要说明的是，本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的。词语“相同”“恒定”或者其他类似的用语，不限于数学术语中的绝对相等或相同、恒定，在实施本专利所述权利时，可以是工程意义上的相近或者在可接受的误差范围内。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

为了更好的理解本发明的技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上本发明的技术方案进行详细的说明，应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

本发明的宽带可调带通滤波器包括：两个变容二极管加载的阶跃阻抗谐振器，即两个sir。参考图1，该两个sir之间形成一耦合缝隙100，且该两个sir关于耦合缝隙100互为镜像，以图1中左边的sir为例，每个sir包括四分之波长传输线，该四分之波长传输线由相互电连接的高阻抗传输线10和低阻抗传输线20构成，高阻抗传输线10和低阻抗传输线20均为弯折的微带线。

具体的，高阻抗传输线10由水平设置的非耦合部11和竖直设置的耦合部12构成，低阻抗传输线20均由水平设置的非耦合部21和竖直设置的耦合部22构成，耦合部12自非耦合部11的右端向下垂直延伸形成，耦合部22自非耦合部21的右端向上垂直延伸形成，耦合部12、耦合部22对接。其中一个sir的耦合部12、22与另一个sir的耦合部12、22之间形成所述耦合缝隙100。

其中，低阻抗传输线20端部直接短路，即非耦合部21的左端短路。高阻抗传输线10端部，即非耦合部11的左端，连接一可变电容cv1，可以理解的是，接地的方式不做限制，可以是通过金属化过孔与介质基板底部的金属地连接。

参考图2，具体的，可变电容cv1包括射频阻隔器rfc、变容二极管cbi、集总电容cai，变容二极管cbi的正极接地，变容二极管cbi的负极经由集总电容cai连接高阻抗传输线10的端部，变容二极管cbi的负极还经由射频阻隔器rfc接收直流电压v1，直流电压v1作为变容二极管cbi的偏置电压。通过改变v1的大小可以改变变容二极管cbi的容值,进而实现频率可调。可以理解的是，也可以省略掉cai，集总电容cai的加入主要是为了防止直流信号v1进去传输线影响射频信号。

为了提高cv1的可调能力，本实施例中高阻抗传输线10占整个传输线的物理长度的0.6，高阻抗传输线10的阻抗大于其所对应的常规预设阻抗，低阻抗传输线20的阻抗小于其所对应的常规预设阻抗，理论上，高阻抗传输线10的阻抗越大，低阻抗传输线20的阻抗越小，效果越好。

继续参考图1，图中p1、p2表示接入射频输入馈线、射频输出馈线的端子。作为优选方案，输入馈线/输出馈线可以通过另一个可变电容cv2从高阻抗传输线10的预定点馈入信号至sir，可变电容cv2的结构与可变电容cv1相同，唯一的不同在于变容二极管cbi的偏置电压为直流电压v2。当然也可以省略掉可变电容cv2，可变电容cv2的加入是用于调整外部品质因数。因为在耦合谐振滤波器里，一个好的通带是要由耦合系数和外部品质因数相互配合，在改变频率也就是cv1改变时，耦合系数会发生变化，这时候改变cv2来改变外部品质因数来配合耦合系数，可以形成好的通带。

下面结合附图详细说明本实施例的分析过程以及效果。

参考图1，将高阻抗传输线10和低阻抗传输线20的总长度分别记为l1、l2，阻抗分别记为z1、z2，电长度分别记为θ1、θ2。耦合部12、耦合部22的长度分别记为l3、l4。参考图2中，yin表示了sir的输入导纳。图2中虚线方框内为cv1的具体结构，图中cai既用于阻隔直流电压v1，又能够调整cv1的总体电容值。根据传输线理论，上述sir的输入导纳可以表示为：

公式(2)中，εre为介质基板的有效介电常数，β为传播常数。因此当cv1变化时，f0的调谐范围可以由谐振条件im[yin]＝0计算得出。本发明中f0的调谐范围定义为：

其中，f0h和f0l代表在整个频率调谐范围中f0的最高值和最低值。

在一个具体实施例中，采用了相对介电常数为εr＝3.38和厚度为h＝0.813mm的介质基底ro4003c。为了方便比较，谐振器的整个物理长度固定为l1+l2＝30mm，定义u＝l1/(l1+l2)，当cv1的变化范围固定为从0.5pf到3pf时，由不同的u和zi(i＝1或2)计算得出的rf绘制成如图3、4所示。

如果sir的特征阻抗为z1＝z2，该谐振器将会变为均匀阻抗谐振器(uir)，即无论u如何变化，rf都保持不变，但它会随着特性阻抗的增加而增大，如图3、4中的水平直线所表示。为了获得与sir相应的结果，研究以下两种情况：第一种情况，如图3所示，改变z2，而固定z1＝100ω不变，那么rf的值会随u的变化而变化，并且每条曲线的rf都有最大值。此外，所有的最大值均出现在大约u＝0.6处，并且随着z2值的增大而增大。另外一种情况是改变z1，而z2＝50ω保持不变。同样如图4所示计算出rf，最大值仍然在u＝0.6，且随着z1值的增大而增大。通过比较图3、4，可以判断得出，高特性阻抗线z1在对与调整rf的变化中占主导地位，并且在u＝0.6时，该谐振器的可调范围能够达到理论设计的最大值。

另一方面，图3、4是建立在l1+l2＝30mm不变的情况下。若将阻抗值调整为z1＝100ω以及z2＝50ω不变，并且调整总物理长度，就可以得到总物理长度跟可调范围之间地关系，即如图5所示。不难得出，总长度越长，可调范围越窄。同样的，如图6所示，可变电容的变化范围越大，可调范围也就越大同样适用于本发明。

因此，为了获得更宽地频率调谐范围，在可调滤波器设计中可以选择上述可优化的基于变容二极管加载的四分之波长sir，并且更小的z2，更大的z1以及u＝0.6能够使得它达到更大的可调范围。

为了验证上述讨论，一个具体的实施例中，如图1的滤波器所使用的sir的特性阻抗选择为z1＝100ω以及z2＝50ω，也就是意味着w1＝0.45mm和w2＝1.8mm，而整个谐振器的物理长度为l1+l2＝30mm。同时，使用了toshibajdv2s71e作为变容二极管cbi，其电容值变化范围为6.5pf到0.67pf。集总电容选取了ca1＝5pf、ca2＝10pf，而cvi＝caicbi/(cai+cbi)，所以cv1的变化范围为从0.6pf到2.8pf，cv2变化范围为0.6pf到4pf。因此，当u＝0.6时，rf的最大值可以计算得到为53.4％。基于恒定相对带宽地要求，在整个调谐范围内，两个谐振器之间地耦合系数k12和外部品质因数qe需要几乎保持不变。因此，为了实现6％0.04db的波纹带宽，k12和qe的值需为k12＝0.097和qe＝11.3。

k12受两个耦合sir之间的耦合区域(l3和l4)和耦合缝隙(g1)的影响。一般来说，g1主要影响k12值的大小，而l3和l4的作用在图7中可以体现出来。如图7所示，在不同频率下，l3和l4可以有效地改变k12的大小以及斜率。通过适当的选择l3，l4和g1，可以在整个调谐范围内获得想要的能够恒定相对带宽的k12的值。qe主要由馈线的馈电位置决定，并且可以通过在频率调谐过程中调整cv2来使得qe达到想要的值，如图8、9所示。因此，在整个频率可调范围内，能够实现恒定相对带宽。

优化后，滤波器的物理参数确定为l1＝18mm，l2＝12mm，l3＝7mm，l4＝7mm，l5＝3mm，w1＝0.45mm，w2＝1.8mm，g1＝0.5mm。滤波器整体的大小为0.19λg×0.19λg，其中λg是指在最低频率时的导波波长。图10是该滤波器的仿真与测试的对比图，图中成对的数字表示了偏置电压v1、v2的大小。仿真结果通过hfss获得，测试结果通过安捷伦agilente8363c网络分析仪获得。在实际测试中使用的偏置电压vi为v1＝0-30v以及v2＝2.8-9v，使得两个可变电容值的变化范围为cv1＝2.8-0.6pf以及cv2＝2.7-1.2pf。结果表明，该滤波器的频率调谐范围从0.6ghz到1.015ghz，即rf＝51.4％。当频率由高到低变化时，其通带插入损耗变化从1.1db到2.8db，3-db相对带宽变化从15.2％到15.9％。该滤波器在通带高端产生了两个传输零点。较低频的传输零点是由从可变电容cv1(包括cv1)到馈线的馈点(即前述的预定点)之间的传输线具有的λ/4的谐振产生的，较高频的则是由从馈点位置到谐振器短路端之间的传输线具有的λ/2的谐振产生的。测试的位于0.8ghz中心频率的三阶交调以及1-db压缩点分别为27dbm以及18dbm。

基于同一方面构思，本发明还公开了一种宽带可调带通滤波器的制作方法，包括：

s100、提供两个阶跃阻抗谐振器，其中，每个所述阶跃阻抗谐振器包括四分之波长传输线，该四分之波长传输线由相互电连接的高阻抗传输线和低阻抗传输线构成，其中，所述高阻抗传输线占整个四分之波长传输线的物理长度的0.6，所述高阻抗传输线的阻抗大于其所对应的常规预设阻抗，低阻抗传输线的阻抗小于其所对应的常规预设阻抗；

s200、将两个阶跃阻抗谐振器互为镜像的设置，并使两个阶跃阻抗谐振器之间具有一耦合缝隙；

s300、将高阻抗传输线端部连接一可变电容，该可变电容包括所述变容二极管和集总参数电容，所述低阻抗传输线端部短路。

制成后的滤波器如图1所示，具体结构不再赘述。

优选的，所述方法还包括：通过改变第一直流电压v1调节可变电容cv1的电容值以实现频率可调。

优选的，所述方法还包括：通过设定耦合缝隙的宽度以及高阻抗传输线、低阻抗传输线的耦合部的长度，使阶跃阻抗谐振器之间的耦合系数保持恒定。

优选的，所述方法还包括：通过设定预定点距离所述耦合缝隙的距离以及第二直流电压v2的大小，使阶跃阻抗谐振器的外部品质因数保持恒定。

综上所述，实施本发明的基于阶跃阻抗谐振器的宽带可调带通滤波器及其制作方法，具有以下有益效果：本发明可达到基于可变电容加载的阶跃阻抗谐振器的拓宽频率可调范围的效果，通过增加高阻抗传输线的阻抗，减小低阻抗传输线的阻抗，以及将高阻抗传输线的占比设为0.6，能够使得该谐振器的谐振频率的可调范围达到一个最大值。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。