全桥电路及全桥变换器的制作方法

本发明涉及电子电路领域，具体而言，涉及一种全桥电路及全桥变换器。

背景技术：

开关电源因其高频化带来的体积优势，以及仅工作在开关状态而带来的转换效率高等特性在当前电子领域得到了最广泛的应用。随着设备功率需求的不断提高，对开关电源的功率密度和效率的要求也不断提高。在传统开关电源中，开关损耗成了阻止进一步提升开关频率以减小体积的主要因素。开关损耗是在开关过程中，开关器件同时承受电压、电流，以及对寄生电容上的充放电能量损耗引起的。因此，在现有技术中，通常使用移相全桥电路软开关，例如，零电压导通zvs或零电流关断zcs软开关来减小开关损耗、提高开关频率。

但是，上述现有技术中的移相全桥电路软开关，由于电流换向滞后，容易导致占空比丢失的问题，从而影响了软开关的整体效率。

技术实现要素：

本发明提供了一种全桥电路及全桥变换器，以至少解决相关技术中的全桥电路软开关整体效率差问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种全桥电路，所述全桥电路包括：原边桥式电路、变压器和副边整流电路，其中，所述原边桥式电路包括并联的第一原边桥式电路和第二原边桥式电路，所述第一原边桥式电路的滞后臂和所述第二原边桥式电路的滞后臂之间连接有辅助电感。

其中，所述第一原边桥式电路与所述第二原边桥式电路在控制上移相180度。

其中，所述变压器包括两个反向的原边绕组和一个副边绕组，所述第一原边桥式电路和所述第二原边桥式电路的电压输出端分别连接至所述变压器的两个反向的原边绕组，所述变压器的所述副边绕组连接至所述副边整流电路。

其中，所述变压器包括两个反向的原边绕组和两个副边绕组，所述第一原边桥式电路和所述第二原边桥式电路的电压输出端分别连接至所述变压器的两个反向的原边绕组，所述副边整流电路包括并联的第一副边整流电路和第二副边整流电路，所述变压器的两个副边绕组分别连接至第一副边整流电路和第二副边整流电路，所述第一副边整流电路和第二副边整流电路上分别串联有一个用于同步整流的开关管，所述第一副边整流电路和第二副边整流电路上还连接有一个输出电感和输出电容。

其中，所述变压器包括两个反向的原边绕组和两个副边绕组，所述第一原边桥式电路和所述第二原边桥式电路的电压输出端分别连接至所述变压器的两个反向的原边绕组，所述副边整流电路包括并联的第一副边整流电路和第二副边整流电路，所述变压器的两个副边绕组分别连接至第一副边整流电路和第二副边整流电路，所述第一副边整流电路和第二副边整流电路上分别串联有一个用于同步整流的开关管，所述第一副边整流电路和第二副边整流电路上还连接有一个输出电容，所述输出电容直接钳位所述用于同步整流的开关管。

其中，所述变压器包括第一变压器和第二变压器，所述第一原边桥式电路的电压输出端连接至所述第一变压器的原边绕组，所述第二原边桥式电路的电压输出端连接至所述第二变压器的原边绕组，所述副边整流电路包括并联的第一副边整流电路和第二副边整流电路，所述第一变压器和第二变压器的副边绕组分别连接至所述第一副边整流电路和第二副边整流电路。

其中，所述第原边桥式电路的滞后臂和所述第二原边桥式电路的滞后臂之间还连接有隔值电容。

根据本发明的另一方面，提供了一种全桥变换器，所述全桥变换器包括上述实施例中的全桥电路。

在本发明的上述实施例中，通过在两个并联的全桥电路之间连接其电流不受负载大小影响的辅助电感，则可以在较小的电感下实现滞后臂的软开关，并通过减小电感大小来加快电流换向速度以解决占空比丢失问题。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据相关技术的移相全桥电路示意图；

图2是根据相关技术的实现软开关的移相全桥电路示意图；

图3是根据本发明实施例1的全桥电路示意图；

图4是根据本发明实施例1的工作波形示意图；

图5是根据本发明实施例1的软开关波形示意图；

图6是根据本发明实施例2的采用一个变压器的全桥电路示意图；

图7是根据本发明实施例3的采用一个变压器副边绕组的全桥电路示意图；

图8是根据本发明实施例4的副边采用有源钳位的全桥电路示意图；

图9是根据本发明实施例4的有源钳位结构的工作原理波形示意图；

图10是根据本发明实施例5的采用隔值电容防止辅助电感饱和的全桥示意图；

图11是根据本发明实施例的全桥变化器结构示意图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

在相关技术中，通常使用移相全桥电路软开关，例如，零电压导通zvs或零电流关断zcs软开关来减小开关损耗、提高开关频率。

图1为相关技术中的移相全桥电路，是一种采用全桥结构实现的隔离dc/dc开关变换电路，通过原边的全桥电路，将输入电压变成高频的交流开关电压，通过变压器隔离耦合到副边，再通过整流电路和输出滤波电路得到隔离的输出直流电压。全桥电路由于功率开关和变压器利用率高，是常见的高效高功率密度变换器选择方案。但该电路一般采用硬开关控制，即在较高vds下导通功率开关，存在较大的电压电流交叠损耗和寄生输出电容能量损耗，限制了开关频率和转换效率的进一步提高。

图2为相关技术中实现软开关的移相全桥电路，是一种在图1所示电路的基础上实现zvs零电压导通软开关的常见电路方案。通过在原边全桥输出增加电感lr，利用该电感电流的续流实现在功率开关关断时对寄生输出电容的放电，进而实现零电压开通。但该电路存在轻载下电感电流小、滞后臂软开关效果差，以及电感较大时，电流换向滞后电压大导致占空比丢失的问题，较难实现整体效率的优化设计。

为此，本发明实施例提供了一种双路全桥电路以至少解决上述相关技术中的移相全桥电路所存在的技术问题。

实施例1

如图3所示，本发明实施例的主电路为双路全桥电路并联结构。其中，lr1、lr2为传统移相全桥电路用于实现软开关的原边电感，在实际工作中，q1、q2导通时，对电感lr1充电，由q3、q4组成的超前臂关断时(q4关断)，电感lr1电流对q3、q4的输出寄生电容进行放电，使得q3的vds接近0，实现q3的零电压导通。由于在超前臂关断的死区时间内，lr1的电流被输出电感io电流钳位，而输出电感通常比较大，因而超前臂通常有足够的能量实现zvs零电压导通。而在由q1、q2组成的滞后臂关断时(q1关断)，lr1电流从io向-io换流，输出电感电流处于续流状态，在死区内对滞后臂的软开关实现能量由电感lr1和io大小决定。因此在轻载下要实现滞后臂的软开关，需要较大的lr1，而较大的lr1则会导致换流较慢，使得在全桥输出电压完成换向后，输出电流还没有完成换向，导致变压器副边输出电压依然为0，造成占空比丢失和能量传递效率的下降，都进一步导致整体效率的下降。

以上是传统移相全桥电路存在的问题。如图3所示，在本发明实施例中，在两个并联的移相全桥的滞后臂1和滞后臂2之间连接了辅助电感la。

在本发明的实施例中，两个全桥电路控制上移相180度，即滞后臂1和滞后臂2的驱动和电压信号为互补关系，具体波形示意图可参见图4。如图4所示，401为滞后臂1的电压波形，402位滞后臂2的电压波形，403为辅助电感la两端的电压波形，404为辅助电感la的电流波形。因此，在本发明实施例中，滞后臂的软开关实现除了传统移相全桥的原边电感lr1电流外，还有辅助电感la的电流。如图3和4所示，在该连接方式下，如公式ila＝vin/(4fs*la)所示，辅助电感la的电流不受输出负载大小影响。因此，本发明实施例中，滞后臂的软开关实现可以不受输出负载大小的影响，可以采用较小的原边电感，实现较快的换流速度，从而降低能量回流和解决占空比丢失问题，提高整体效率。另外，本发明实施例中，该全桥电路的原边电感lr1、lr2可以小到数十nh级，采用传统硬开关全桥的变压器寄生漏感即可实现，不一定需要独立的电感器件。

图5为本发明实施例实现滞后臂软开关的具体工作波形示意图，如图5所示，501为滞后臂q2的驱动信号，502为辅助电感la电流波形，503为轻载下原边电感lr1电流波形，504为流出滞后臂1的节点电流，505为滞后臂1电压波形，即q2的vds波形。从图5中可以看到，在全桥电路的原边电感lr1较小，电流ilr1快速换流的情况下，辅助电感电流502可以保证在滞后臂1的q1、q2都关断的死区时间内，流出滞后臂1的节点电流504大于0，使滞后臂1的节点电压505在死区时间内下降至0，保证q2驱动信号501为高时，q2vds为0，实现q2的零电压开通，从而减小开关损耗。同样，在电流ilr1从负向正再次换流时，辅助电感电流502的负向电流可以保证流入滞后臂1的节点电流为正，在q1导通前的死区时间内将节点电压充至vin，使q1的vds为0，实现q1的零电压开通。另外，如前所述，在本发明实施例中，由于该并联的双路全桥在控制上移相180度，滞后臂1和滞后臂2的开关状态互补，而连接滞后臂1和滞后臂2的辅助电感la电流的两端也正好是流入流出的互补关系，因此，与图5同样的控制过程可以实现滞后臂2的q5和q6开关的软开关。

实施例2

如图6所示，本实施例2的双路全桥电路是在图3基础上改进使用一个变压器来实现的，由于在本发明实施例中，所述双路全桥在控制上移相180度，两个全桥的输出电压正好反向，因此，可分别连接至一个变压器的两个反向的原边绕组，即可使用同一变压器和磁芯来实现，同时，在本实施例中，如图6所示，副边的整流电路和输出电感也可以简化为一套电路实现。因此，在本实施例是一种高效、高功率密度电源的优选实施例。需说明的是，本实施例中，其它的控制方式和流程与上述实施例1相同，在此不累述。

实施例3

如图7所示，与上述的实施例不同的是，在本实施例3中，变压器副边采用双绕组同步整流电路，相比图6所示的实施例2，本实施例的副边同步整流可以通过两个开关管实现，因此，可以在一定的应用场合进一步简化器件数量，降低成本。需说明的是，本实施例中，其它的控制方式和流程与上述实施例相同，在此不累述。

实施例4

如图8所示，本实施例4为辅助电感结构在双有源钳位全桥电路上的应用，本实施例的全桥电路与其它实施例中的全桥电路相比，其副边整流电路没有输出电感，同步整流管可以直接被输出电容钳位，因此，在本实施例中，可以进一步降低副边同步整流管电压应力，使用更低耐压的开关管。需说明的是，本实施例中，其它的控制方式和流程与上述实施例相同，在此不累述。

图9为图8所示实施例4的全桥电路的一种工作原理波形，如图9所示，可以看到其滞后臂在开关时，电感电流接近0，虽然该电路的电感相比如图4所示电路中的lr1要大得多，但由于该电路滞后壁在电感电流接近0时开关，要实现软开关需要更长的死区时间，对传输效率和等效占空比造成较大影响。图9中，901为滞后臂开关管驱动信号，902为原边电感电流，903为辅助电感la电流，904为滞后臂桥臂电压。可以看到，在原边电感电流接近0时，可以通过辅助电感la的电流对滞后臂电benfam压放电，使滞后臂电压在驱动信号为高前放至0，从而实现该滞后臂开关的零电压开通。

实施例5

如图10所示，在本发明实施例5中，采用隔值电容来防止辅助电感饱和。在本发明的上述实施例中，辅助电感连接至两个互补的滞后臂中点，理论上辅助电感两端电压为图4所示的交流方波信号，不含直流量。但在实际电路中，由于控制器占空比精度导致的不对称，以及驱动器等延时不匹配等原因，会导致负载电感两端的电压存在一定的直流分量，辅助电感有饱和风险。因此，在本实施例中，如图10所示，在两个并联的全桥电路的滞后臂之间还增加了隔值电容ca，以保证辅助电感两端仅有交流分量，以避免电感电流饱和。可以合理理解的是，本发明前文中的实施例均可通过增加隔值电容ca的方案来解决辅助电感电流饱和的风险。

本发明实施例还提供了一种全桥变化器，该全桥变换器是基于本发明上述实施例的双路并联全桥电路所设计的，如图11所示，该全桥变换器100包括了一个双路并联全桥电路10，该全桥变化器100的控制方式和流程与前文中实施例所描述的双路并联全桥电路相同，因此，在此不累述。

在本发明上述实施例所提供的高效的软开关全桥电路中，能实现全输入电压和负载范围软开关控制，并避免了传统移相全桥电路占空比丢失的问题，降低了开关损耗，和导通损耗，提高了电源整体效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。